Автоколебательные генераторы с пилообразно или экспоненциально изменяющимся выходным напряжением широко распространены и, как правило, просты в изготовлении. Но иногда требуются сигналы более чистой формы, и спроектировать генераторы четно-симметричных сигналов немного сложнее.
Генераторы треугольных сигналов обычно реализуются с помощью интегратора на основе операционного усилителя (ОУ) и компаратора; см., например, [2] и [3]. Однако разработка генератора треугольных импульсов на ОУ, частота которого могла бы управляться напряжением, требует определенных усилий.
В этой статье представлен управляемый напряжением генератор треугольных импульсов хорошей формы, с достаточно широким частотным диапазоном и небольшим количеством компонентов. Он не намного сложнее автоколебательного генератора пилообразных импульсов, и в нем используется всего один конденсатор. Хорошие результаты получаются при использовании компонентов со стандартными допусками, не требующих предварительного подбора.
Схема показана на Рисунке 1. Частота сигнала на выводе «Выход треугольных импульсов» является линейной функцией входного напряжения VF, подробно описанной ниже. Выделенные жирным шрифтом R и C являются обозначениями основных компонентов, определяющих частоту.
 | |
| Рисунок 1. | Схема генератора треугольных импульсов, управляемого напряжением. |
Для получения широкого диапазона требуется высокоимпедансный усилитель, позволяющий малым током заряжать конденсатор до необходимого порогового уровня. Такой усилитель с дифференциальным входом образуют транзисторы Q2 и Q3. 12-килоомный резистор эмиттерного смещения обеспечивает входное сопротивление со стороны базы Q2 в диапазоне 1 МОм.
При включении питания напряжение на базе транзистора Q2 равно нулю, а на базе Q3 – около 9 В. Таким образом, Q3 включен, а Q1, Q2, Q4 и Q5 выключены. В результате Q7 открывается и включает источник тока на транзисторе Q9, заряжающий конденсатор C, напряжение на котором начинает линейно нарастать.
При достижении напряжением на конденсаторе порогового уровня (6 В) транзистор Q2 начинает открываться, и следовательно, начинает открываться и Q1, включенный здесь как каскад с высоким коэффициентом усиления. Q1, в свою очередь, открывает Q4, еще больше понижая пороговое напряжение. Такая положительная обратная связь увеличивает скорость переключения. Благодаря задержке, вносимой транзисторами Q5 и Q7/Q9 или Q6/Q8, конденсатор C продолжает заряжаться, давая нам гарантию, что процесс переключения завершится. В этот момент напряжение на базе Q2 немного превышает 6 В, а пороговое напряжение на базе Q3 составляет около 3 В. Источник тока Q8 включен и забирает ток из конденсатора C с такой же скоростью, с какой Q9 заряжал его. Когда пилообразное напряжение опускается ниже порогового уровня, цикл повторяется.
Источники тока, управляющие конденсатором C, питаются заданным напряжением VF (минус напряжение база-эмиттер VBE) и его дополнением, создаваемым на эмиттере и коллекторе Q12, соответственно. Q11 снижает выходное сопротивление коллектора транзистора Q12. Q10 уравновешивает Q11, внося соответствующее падение напряжения VBE на переходе база-эмиттер. Следовательно, напряжение на резисторе R17 равно напряжению на резисторе R16.
Поскольку Q6 и Q7 работают как комплементарные ключи, управляемые ключевым транзистором Q5, они вводятся в насыщение и начинают забирать базовые токи из эмиттеров соответствующих транзисторов Q10 или Q11. Однако эти базовые токи довольно малы по сравнению с током, идущим через R, и одинаковы для каждой из сторон. Таким образом сохраняется симметрия треугольных импульсов.
В связи с тем, что выходной сигнал генератора берется непосредственно с конденсатора C, впоследствии он должен быть буферизован усилителем с высокоомным входом. На Рисунке 2 показаны осциллограммы сигналов, обозначенных на схеме в соответствии с цветами и номерами индикаторов каналов CHn. Обратите внимание, что постоянные составляющие сигналов всех каналов, кроме канала 1, не показаны.
Частота колебаний может быть определена путем вычисления времени зарядки конденсатора C источниками тока в пределах между верхним и нижним порогами VTH и VTL; удвоение этого числа дает период колебаний. Полученная таким образом частота F является линейной функцией VF и определяется следующим образом:
При номиналах компонентов, показанных на схеме, VTH = 9 В, VTL = 3 В и VBE = 0.68 В:
Измерение показало, что при напряжении VF, равном 2.36 В, частота F = 1066.67 Гц. Это достаточно хорошо согласуется со значением 1004.96 Гц, показанным на осциллограмме. Входное напряжение, необходимое для получения заданной частоты, определяется как:
В конкретном случае здесь:
Крутизна управления частотой составляет примерно 3 кГц/В или 3 Гц/мВ, что говорит о неплохой чувствительности генератора к входному напряжению. Для частоты 2 кГц расчет дает VF = 2.64 В, а для 4 кГц VF = 3.24 В. Измерения на этих частотах показали значения 2.71 В и 3.46 В, соответственно, что вполне согласуется с расчетными значениями, особенно с учетом чувствительности. Хорошая симметрия треугольника сохраняется примерно от 600 Гц до значений чуть выше 6 кГц.
Колебания прекратятся, когда напряжение на эмиттере Q8 станет больше напряжения нижнего порога VTL. В данном случае это порядка 3 В или входное напряжение VF около 5 В. Нижний уровень VF должен быть чуть больше 2 В для того, чтобы превысить падения напряжения на трех переходах база-эмиттер.
 | |
| Рисунок 2. | Осциллограммы сигналов в точках, показанных на схеме. |
Прямоугольные импульсы, показанные в канале 2 осциллограммы на Рисунке 2, измерены на базе транзистора Q3, то есть на пороговом входе дифференциального усилителя. Обратите внимание, что время спада значительно меньше времени нарастания. Это связано с тем, что петля положительной обратной связи, которая работает при нарастании импульса, становится неэффективной при спаде, поэтому Q4 и Q5 выключаются медленнее, чем включаются. Но на форму треугольного импульса это оказывает лишь минимальное влияние, поскольку порог включения Q7 довольно низкий, что гарантирует своевременное изменение наклона импульса.
 | |
| Рисунок 3. | Время спада. |
Осциллограммы, показанные на Рисунках 3 и 4, отображают это несоответствие. На Рисунке 3 время спада составляет примерно 88 нс, тогда как время нарастания на Рисунке 4 равно 760 нс. Однако обратите внимание, что в каналах 3 и 4 на этих осциллограммах показаны времена нарастания и спада на эмиттерных резисторах источников тока (Q8 и Q9), которые остаются низкими, не выходя из диапазона 75 нс. Но при этом существует задержка переключения, равная примерно 600 нс в одном случае и примерно 1.6 мкс в другом.
 | |
| Рисунок 4. | Время нарастания. |
Все резисторы имеют допуски 1% и стандартные номиналы, и поэтому могут быть приобретены легко и недорого. Использованные транзисторы не подбирались в пары и не согласовывались каким-либо иным образом.
Есть несколько вариантов изменения схемы, которые могут быть интересны для изучения. Расширить частотный диапазон можно сужением разности между уровнями верхнего и нижнего порогов. Разумеется, тогда может потребоваться дополнительное усиление. Кроме того, можно было бы добавить управление коэффициентом заполнения. Достойным внимания также может быть поиск значений R и C, которые оптимизируют потребляемую мощность, частотный диапазон или разрешение. Выбранные здесь номиналы компонентов несколько произвольны, но не критичны; например, у меня закончились резисторы 10 кОм, поэтому вместо них я использовал 9.1 кОм.
Интересной задачей могла бы быть разработка более симметричной схемы. Это может, например, обеспечить поддержание положительной обратной связи при пересечении как верхнего, так и нижнего порога, что позволило бы решить проблему времени нарастания/спада и, возможно, расширить частотный диапазон.