При экспериментах с высокочастотным генератором мне понадобилось управлять напряжением на варакторном диоде точными приращениями в диапазоне от 2 В до 10 В. Очевидным выбором был буферизованный потенциометр, а последовательное соединение двух потенциометров для грубого/точного управления (или использование многооборотного потенциометра) позволило бы улучшить контроль напряжения варактора. Однако этот подход по-прежнему не позволял мне формировать равномерные инкременты и декременты управляющего напряжения надежным и воспроизводимым образом. Мне требовалось решение, которое обеспечивало бы необходимую точность вместе с полной гибкостью в отношении выбора величины приращений напряжения.
От комбинации микроконтроллер-ЦАП я отказался, поскольку для этого потребовались бы специальные компоненты, а приращения напряжения зависели бы от разрешения ЦАП (к тому же мне было лень писать код). Другим возможным вариантом был цифровой потенциометр с входом пошагового изменения положения движка. Это давало бы энергонезависимое решение, подобное использованию ЦАП, но опять же, приращения полностью зависели бы от разрешения потенциометра.
Решение, описанное в этой статье, может быть собрано с на основе недорогих легкодоступных компонентов, а приращения напряжения могут изменяться пользователем (Рисунок 1). Для управления выходным напряжением используется недорогой угловой энкодер, один шаг которого увеличивает или уменьшает напряжение на точную величину, обеспечивая простое реверсивное управление, как обычный потенциометр.
 | |
| Рисунок 1. | Угловой энкодер управляет ступенчатым сигналом с точно определенными уровнями шагов. |
Выходы инкрементного энкодера обычно представлены двумя квадратурными сигналами (т. е. сдвинутыми по фазе на четверть периода), количество импульсов в которых, приходящееся на один оборот вала, зависит от типа устройства. Внутри энкодер содержит два переключателя, имеющих общую клемму. Эта клемма обычно соединяются с землей, а два выхода подключаются к нагрузочным резисторам (R1, R2). Цепи R3/C1 и R4/C2 обеспечивают подавление дребезга контактов, а логические элементы IC1a и IC1b формируют прямоугольные сигналы в точках A и B. Энкодер должен быть подключен так, чтобы при его вращении по часовой стрелке передний фронт сигнала А опережал передний фронт сигнала В на четверть периода, и наоборот, при вращении против часовой стрелки сигнал B должен на четверть периода опережать A (Рисунок 2).
 | |
| Рисунок 2. | Выходные сигналы углового энкодера. |
Дифференцирующая цепочка и логический элемент C1c формируют узкие отрицательные импульсы, ширина которых определяется постоянной времени C3-R6. Этот импульс формируется по переднему фронту сигнала B и используется для разрешения работы аналогового коммутатора IC2a посредством входа ЗАПРЕТ. При высоком уровне на этом входе аналоговый коммутатор полностью разомкнут, и ток через резистор интегратора R7 не течет. Когда выходной уровень элемента IC1c становится низким, ключ коммутатора замыкается, и R7 на короткое время подключается либо к положительной шине питания, либо к земле, в зависимости от входного сигнала ВВЕРХ/ВНИЗ. Состояние сигнала ВВЕРХ/ВНИЗ при включенном аналоговом переключателе зависит от направления вращения энкодера.
Если вращать энкодер по часовой стрелке, уровень сигнала A во время импульса ЗАПРЕТ будет высоким, и через резистор R7, соединенный с землей, в конденсатор C4 с каждым импульсом будет поступать дискретная порция заряда, увеличивая выходное напряжение на один шаг. Для вращения против часовой стрелки, разумеется, картина будет обратной. Таким образом, каждый щелчок энкодера перемещает в или из C4 заряд, определяемый коротким импульсом тока через R7.
Как описано выше, каждая порция заряда интегрируется схемой на элементах C4 и IC3. Чтобы понять, как ведет себя эта часть схемы, предположим, что конденсатор C4 изначально разряжен. Напряжение, установленное резисторами R8 и R9 на неинвертирующем входе операционного усилителя, равно +Vs/2 (в данном примере 6 В), и цепь обратной связь операционного усилителя будет поддерживать потенциал инвертирующего входа на том же уровне. Это означает, что потенциал правого по схеме вывода резистора R7 всегда равен +Vs/2. Поскольку напряжения на конденсаторе C4 еще нет, выходное напряжение операционного усилителя первоначально также равно +Vs/2.
Когда аналоговый коммутатор замыкается, левый по схеме вывод резистора R7 соединяется либо с 0 В, либо с +Vs. Без учета тока смещения операционного усилителя и сопротивления аналогового ключа величина импульса тока, поступающего в интегратор, определяется выражением:
Например, при напряжении питания 12 В и R7 = 100 кОм амплитуда импульса тока составит 60 мкА.
Если энкодер вращается по часовой стрелке, сигнал ВВЕРХ/ВНИЗ во время выходного импульса элемента IC1c имеет высокий уровень, подключая R7 к 0 В и забирая заряд из C4. Следовательно, для обеспечения общего баланса за счет поддержания потенциала инвертирующего входа на уровне +Vs/2, операционный усилитель должен сбросить заряд в конденсатор C4, в результате чего выходное напряжение увеличится на один шаг. С другой стороны, если энкодер вращается против часовой стрелки, сигнал ВВЕРХ/ВНИЗ имеет низкий уровень, поэтому R7 подключается к +Vs, а заряд C4 увеличивается. Следовательно, операционный усилитель должен забрать заряд из C4, что приведет к уменьшению выходного напряжения на один шаг.
Результирующий выходной сигнал образует лестницу со ступенями равной амплитуды, которая перемещается вверх или вниз в зависимости от направления вращения энкодера. Величина шага определяется шириной импульса на входе ЗАПРЕТ и номиналами компонентов R7 и C4. Из основ электротехники мы знаем, что
и
Преобразование и упрощение этих формул позволяет определить величину шагов выходного напряжения:
где
I – амплитуда импульсов тока, проходящего через резистор R7,
dt – длительность выходного импульса элемента IC1c,
C – емкость конденсатора C4.
При фиксированных номиналах C3 и R6 длительность dt будет постоянной, и если напряжение +Vs поддерживается неизменным, значение I будет определяться только сопротивлением R7 (при условии, что сопротивление аналогового коммутатора незначительно). Следовательно, изменяя номиналы R7 и C4, можно получать требуемые значения dV. Например, пусть C3 и R6 выбраны так, чтобы dt = 100 мкс, а C4 = 100 нФ. Тогда при сопротивлении R7, равном 100 кОм, что дает величину импульса тока I = 60 мкА, рассчитанное номинальное значение шага равно 60 мВ. В тестовой схеме при C3 = 1 нФ и R6 = 100 кОм (при этом dt ≈ 100 мкс) фактический размер измеренного шага составил 59.7 мВ (Рисунки 3а и 3б).
 | |
| Рисунок 3а. | Осциллограмма выходного сигнала при вращении энкодера по часовой стрелке и против часовой стрелки. (4 с/дел., 2 В/дел.). |
 | |
| Рисунок 3б. | Расширенный вид осциллограммы выходного сигнала показывает отдельные приращения. |
При включении схемы на ее выходе устанавливается середина напряжения питания. Выходное напряжение имеет тенденцию дрейфовать со временем. Оценку дрейфа напряжения дает выражение
где I – общий ток утечки. Ток утечки представляет собой комбинацию тока смещения инвертирующего входа операционного усилителя и тока утечки разомкнутого аналогового коммутатора. Очевидно, что дрейф напряжения можно свести к минимуму, выбирая большое значение емкости C4 и обеспечивая как можно более низкие токи утечки. В этом отношении лучше всего подходят КМОП операционные усилители или усилители с входными каскадами на полевых транзисторах, поскольку они имеют чрезвычайно низкие входные токи смещения – обычно в диапазоне пикоампер. Типовой ток утечки разомкнутого ключа аналогового коммутатора 4053 при комнатной температуре обычно составляет порядка 50 пА, хотя для некоторых образцов он может достигать 100 нА. Утечки можно снизить, заменив стандартную микросхему 4053 улучшенной версией, такой как MAX4053A, максимальный ток утечки которой равен всего 100 пА при 25 °C. Кроме того, она имеет более низкое сопротивление в открытом состоянии, чем стандартный коммутатор 4053.
Дрейф напряжения имеет тенденцию к увеличению в крайних точках диапазона выходного напряжения, где величина напряжения на конденсаторе C4 максимальна. В тестовой схеме, собранной с использованием обычного аналогового коммутатора 4053 и КМОП операционного усилителя LMC6081, средний дрейф составил 6.8 мкВ в секунду.
При данном напряжении питания диапазон выходных напряжений определяется типом используемого операционного усилителя. Если нужно, чтобы выходной сигнал изменялся от 0 В до +Vs, потребуется операционный усилитель с выходом rail-to-rail. Хорошим выбором является TLC271, хотя LMC6081 обеспечивает больший гарантированный размах выходного напряжения. Оба этих устройства имеют чрезвычайно низкие входные токи смещения. Обратите внимание, что входы операционного усилитель не обязательно должны быть типа rail-to-rail, так как оба входа все время удерживаются на уровне середины напряжения питания.
Хотя схема интегратора в определенной степени подавляет помехи, тщательная компоновка и развязка по-прежнему необходимы для предотвращения попадания цифровых шумов в выходной сигнал. Сопротивления резисторов R8 и R9 должны быть хорошо согласованы, чтобы гарантировать, что величины инкремента и декремента будут одинаковы. Ток покоя тестовой схемы составлял всего 0.5 мА, увеличиваясь до 1.5 мА при вращении энкодера.
 | |
| Рисунок 3. | Усовершенствование схемы позволяет выполнять точное и грубое управление величиной выходного шага. |
На Рисунке 4 показано, как можно улучшить схему, чтобы обеспечить точное и грубое управление выходными шагами. В этой дополнительной схеме задействованы неиспользуемые ключи коммутатора IC2. Здесь резистор интегратора R7 разделен на две неравные части R7a и R7b. При разомкнутом переключателе Sw.1 ключи аналогового коммутатора находятся в положениях, показанных на схеме, и ток интегратора определяется резистором R7a. При замкнутом переключателе аналоговый коммутатор выбирает R7b.