В предыдущей статье описывался автоколебательный мультивибратор, получающий гистерезис от каскада положительной обратной связи, используя метод, который можно охарактеризовать как конденсаторную положительную обратную связь [1]. Она создает гистерезис за счет переноса заряда в основной времязадающий конденсатор. Для получения комплементарных логических выходов в схеме используются два логических инвертора. В отличие от этого, в схеме на Рисунке 1 используется один быстродействующий аналоговый компаратор с комплементарными выходами, что устраняет необходимость в дополнительном инверторе.

Многие компараторы, такие как ADCMP603 (IC₁), обладают симметрией, которая обеспечивает очень незначительное рассогласование моментов переключения выходов Q и /Q, составляющее доли наносекунды. Поэтому передача заряда на основной конденсатор С теоретически начинается сразу же в начале переключения уровня на выходе Q, от которого через резистор R заряжается конденсатор С. Ни одним каскадом, кроме Q, не вносится никакой дополнительной задержки распространения, что позволяет еще больше увеличить рабочую частоту.

Выходная частота генератора импульсов на Рисунке 1 менее чувствительна к изменениям напряжения питания, чем у генератора на основе той же ADCMP603, в котором используется внутренний гистерезис микросхемы. Зарядный ток конденсатора C и гистерезис генератора импульсов, обусловленный переносом заряда, увеличиваются почти линейно с ростом напряжения питания, что минимизирует чувствительность выходного сигнала к питанию.

Рисунок 1.	Этот генератор импульсов вырабатывает выровненные по времени комплементарные логические сигналы. Коэффициент заполнения держится на уровне 50%.

Напротив, внутренний гистерезис, устанавливаемый внешним резистором на выводе LE/HYS компаратора, от напряжения питания зависит нелинейно. Если, например, сопротивление внешнего резистора составляет 225 кОм, гистерезис имеет одинаковое значение порядка 36 мВ и для напряжения питания 2.5 В, и для 5.5 В.

На частотах, близких к верхнему пределу рабочих частот, инжекция заряда через конденсатор C_F происходит постепенно, а не ступенчато, поскольку времена нарастания и спада сигналов на выходах Q и /Q все же имеют конечные значения. На Рисунке 2 показаны идеализированные сигналы, иллюстрирующие формирование положительного пика напряжения на конденсаторе C. Хотя реальные напряжения V_Q и V_/Q имеют несколько скругленные «углы», они напоминают те, что показаны на рисунке.

Рисунок 2.	Идеализированное, но все же близкое к реальности моделирование работы генератора дает формулу для определения выходной частоты.

Если предположить, что размах напряжения на конденсаторе C значительно ниже, чем на выходах Q и /Q, то можно считать, что прямоугольный импульс тока I_CF(t) заряжает конденсатор C во время положительного перехода напряжения на выходе /Q. Ток I_RF(t) через резистор R, идущий также в конденсатор С, меняет свою полярность во время смены уровней на выходах Q и /Q. Конечный ток, заряжающий конденсатор C, представляет собой сумму I_RF(t) и I_CF(t). Хотя форма импульса напряжения на конденсаторе С зависит от конечного зарядного тока, его пиковое значение увеличивается исключительно за счет I_CF(t).

Следующая формула позволяет вычислить добавленный пик:

где

ΔV_C – величина добавленного пика,
C₁ = C + C_IN ≈ 1 пФ.

Добавленный пик не зависит от I_RF(t), так как среднее значение этого тока в течение времени смены уровней на выходах Q и /Q равно нулю.

Для C = 10 пФ, C₁ = 11 пФ, C_F = 2.2 пФ и ΔV_OUT ≈ 2.4 В формула дает ΔV_C ≈ 0.48 В.

Почти постоянная часть тока I_RF(t) вычисляется по следующей формуле:

I_RF определяет наклон S напряжения V_C(t) на Рисунке 2 до момента перехода уровней на выходах Q и /Q компаратора. Наклон S рассчитывается следующим образом:

Следующая формула определяет абсолютное значение пикового напряжения V_C(t) относительно середины напряжения питания:

Спад напряжения V_C(t) от его пикового значения происходит со скоростью –S. Время T_DESC, за которое напряжение достигнет опорного уровня, равно:

где V_{CPEAK –} пиковое значение напряжения V_C(t). Подставив в формулу t_PD ≈ 3.5 нс и R = 1 кОм, получим, что этот временной интервал составляет приблизительно 6.8 нс.

Общее время T_H, когда V_C(t) превышает опорное напряжение V_CC/2, равно:

Благодаря симметрии внутренней архитектуры ADCMP603 длительность правого полупериода логических сигналов на выходах Q и /Q также равна T_H. Другими словами, коэффициент заполнения выходных импульсов составляет 50%. Оценка T_H, полученная с помощью последней формулы, дает 11.4 нс. Таким образом,

Выходная частота схемы при напряжении питания 2.052 В равна 56.75 МГц. При напряжении питания 3.51 В частота уменьшается до 56.12 МГц. Таким образом, относительная чувствительность выходной частоты к изменению напряжения питания примерно равна 8×10^–3/В. Увеличение измеренной частоты по сравнению с теоретическим значением можно объяснить тем фактом, что в течение времени t_PD перевозбуждение входа компаратора постепенно возрастает примерно до 330 мВ, что более чем в три раза превышает напряжение, при котором определялась задержка распространения.

1. Datasheet Analog Devices ADCMP603