Недорогой пиковый детектор из небольшого количества компонентов

Anthony Smith

EDN

В изображенных на Рисунках 1 и 4 схемах пиковых детекторов положительных сигналов, не требующих выпрямительных диодов, используются свойства выхода с открытым стоком быстродействующего компаратора TLC372 (IC1) компании Texas Instruments. Обе версии детектора просты, недороги и обеспечивают низкий импеданс буферизованного выхода VOUT. Кроме того, высокое входное сопротивление TLC372, типовое значение которого составляет 1012 Ом, устраняет необходимость в каком-либо входном буферном каскаде. Как показывает Рисунок 1, выходное напряжение детектора на выходе операционного усилителя IC2A используется в качестве сигнала обратной связи для компаратора и служит опорным уровнем для сравнения с амплитудой входного сигнала. При первом появлении входного сигнала VIN напряжение на запоминающем конденсаторе C1 составляет 0 В, и выходное напряжение VOUT также равно 0 В.

Использование повышающего драйвера светодиодов с выводом LEVEL, дополняющим вывод EN, и добавление к схеме драйвера RC фильтра нижних частот (R4-C3) уменьшает пульсации тока.
Рисунок 1. Использование повышающего драйвера светодиодов с выводом LEVEL, дополняющим
вывод EN, и добавление к схеме драйвера RC фильтра нижних частот (R4-C3) уменьшает
пульсации тока.

Когда входной сигнал становится более положительным, чем выходное напряжение, внутренний выходной MOSFET компаратора открывается, и через резистор R1 в него начинает втекать ток. Если сопротивление R2 относительно велико, конденсатор C1 будет заряжаться выходным током усилителя IC2A. Через несколько периодов входного сигнала заряд конденсатора C1 увеличивается, и напряжение VOUT поднимается до значения, при котором оно слегка превышает пиковый уровень VIN. До тех пор, пока VOUT немного превышает VIN, выходной MOSFET микросхемы IC1 остается закрытым, и конденсатор C1 не получает никаких дополнительных порций заряда.

Соответственно, заряд, хранящийся на С1, начинает рассеиваться из-за разряда конденсатора через R2 и через путь тока смещения на инвертирующий вход IC2A. VOUT постепенно падает, пока не станет чуть меньше пикового уровня VIN. Следующий положительный пик входного сигнала VIN переключает компаратор IC1, который «вытягивает» ток из R1, пополняя заряд конденсатора С1. Вследствие этого процесса на выходе схемы формируется уровень постоянного напряжения VOUT, близкий к уровню положительного пика входного сигнала. Номиналы компонентов R1, R2 и C1 определяют величину пульсаций напряжения VOUT.

Поскольку инвертирующий вход IC2A привязан к потенциалу виртуальной земли, всякий раз, когда включается выходной MOSFET компаратора IC1, напряжение на R1 приблизительно равно напряжению отрицательной шины питания –VS. Поэтому при небольшом сопротивлении R1 в C1 инжектируется относительно большой импульс тока, что позволяет схеме быстро реагировать на резкое увеличение амплитуды входного сигнала. Однако, если сопротивление R1 слишком мало, положительный выброс на VOUT становится чрезмерным и может привести к возникновению колебаний вблизи пиковых значений VIN.

При заданном сопротивлении R2 емкость конденсатора C1 определяет «время задержки» схемы. Относительно большое значение емкости минимизирует отрицательные пульсации на выходе VOUT, что может быть полезно при работе с низкочастотными сигналами, импульсами с низким коэффициентом заполнения, или в обоих случаях. Однако если сделать емкость C1 слишком большой, замедлится реакция детектора на внезапное уменьшение амплитуды входного сигнала. Обратите внимание, что величина C1 также влияет на время нарастания; например, удвоение емкости удваивает время, необходимое схеме для достижения пикового уровня VIN.

График разности между пиковыми значениями сигнала и выходным напряжением для трех пиковых уровней представляет частотную характеристику детектора.
Рисунок 2. График разности между пиковыми значениями сигнала и выходным
напряжением для трех пиковых уровней представляет частотную
характеристику детектора.

Поскольку цепь обратной связи компаратора включает в себя операционный усилитель IC2A, смещения и ошибки, вносимые IC2A, на точность схемы не влияют. На низких и умеренных частотах вклад в общую точность детектора вносят только погрешности смещения входа компаратора. На высоких частотах существенным фактором становится время срабатывания компаратора, приводящее к снижению VOUT, ухудшающемуся с увеличением частоты. Несмотря на эти ограничения, схема работает хорошо в диапазоне нескольких декад на частотах примерно от 50 Гц до 500 кГц. Результаты измерений тестовой схемы представлены в Таблице 1, на основе которой построен график зависимости ошибки VOUT от частоты для трех пиковых уровней VIN (Рисунок 2).

Таблица 1. Частотная характеристика схемы для синусоидального
входного сигнала
Частота
(Гц)
Ошибка (%)
VIN = 2.5 В пик. VIN = 250 мВ пик. VIN = 25 мВ пик.
200 –0.4 0.8 10
2000 –0.4 1.2 10
20,000 0 0.4 6.4
200,000 0 –2.4 –7.6
400,000 0 –4 –22
500,000 –2.4 –4.8 –28.4
600,000 –12 –6 –34

Из фотографии экрана осциллографа (Рисунок 3), показывающей отклик схемы на синусоидальный сигнал с амплитудой 500 мВ и частотой 400 кГц, видно, что выходное напряжение составляет 488 мВ, лишь немного не достигая уровня положительных пиков. Помимо хорошего отклика на синусоидальный сигнал, тестовая схема показывает неплохие результаты, работая с прямоугольными сигналами, даже при коэффициенте заполнения всего 5%. Обратите внимание, что виртуальная земля на инвертирующем входе IC2A ограничивает VOUT только положительными напряжениями. Поэтому схема может работать лишь с истинно положительными пиками, то есть такими, уровень которых выше 0 В. Если входной сигнал полностью находится ниже 0 В, уровень VOUT просто равен нулю.

На фотографии экрана осциллографа показаны входные и выходные напряжения для синусоидального сигнала 400 кГц/500 мВ.
Рисунок 3. На фотографии экрана осциллографа показаны входные и выходные
напряжения для синусоидального сигнала 400 кГц/500 мВ.

Хотя для работы схемы это и не важно, фильтр нижних частот и буфер, образованные R3, C2 и IC2B, могут минимизировать любые шумы переключения, появляющиеся на выходе VOUT. Однако ошибки смещения, свойственные операционному усилителю IC2B, влияют на выходное напряжение фильтра.

Для работы с одним источником питания в этой версии пикового детектора резисторами RA и RB устанавливается опорное напряжение.
Рисунок 4. Для работы с одним источником питания в этой версии пикового детектора
резисторами RA и RB устанавливается опорное напряжение.

На Рисунке 4 показан вариант схемы с однополярным питанием, в которой резисторы RA и RB устанавливают на неинвертирующем входе IC2A опорное напряжение VREF, вследствие чего на инвертирующем входе IC2A поддерживается виртуальный потенциал, также равный VREF. Таким образом, когда напряжение VIN становится более положительным, чем VOUT, выходной MOSFET компаратора открывается, снижая выходное напряжение до 0 В и создавая на R1 потенциал, равный VREF. Это, в свою очередь, создает импульс тока, равный VREF/R1 и заряжающий C1. В целом, эта схема ведет себя так же, как схема на Рисунке 1. Основное отличие состоит в том, что напряжение VOUT не может опуститься ниже потенциала неинвертирующего входа операционного усилителя. Следовательно, даже если VIN не обязательно изменяется вокруг потенциала, равного VREF, для правильной работы схемы положительные пики VIN должны превышать VREF.

Чтобы выбрать значение VREF, уточните диапазоны синфазных напряжений на входе и выходе как операционного усилителя IC2A, так и компаратора IC1, а также максимальный размах колебаний входного сигнала. Например, при напряжении положительного источника питания VS, равном 10 В, и RA = RB, напряжение VREF будет равно 5 В. Детектор может работать с входным сигналом, изменяющимся от 0 В до приблизительно 8 В и, таким образом, детектировать положительные пиковые напряжения от 5 до 8 В. Не забудьте подобрать сопротивление R1 в соответствии со значением, выбранным для VREF.

Добавить свое объявление

* заполните обязательные данные

Статистика eFaster:

посетило сегодня 1000
сейчас смотрят 21
представлено поставщиков 577
загружено
позиций
25 067 862