Усовершенствованный двуполярный стабилизатор на ОУ и мощных полевых транзисторах с токовой защитой и ультранизким уровнем пульсаций

Введение

В статье автора [1] (см. Рисунок 1 в [1]) приведены функциональные схемы стабилизаторов, основанные на ОУ и мощных p- и n-канальных полевых транзисторах, включенных по классической схеме (входное напряжение подается на сток, выходное снимается с истока) и по схеме с «перевернутым транзистором» (входное напряжение подается на исток, выходное снимается со стока), то есть, всего четыре варианта. В этой же статье показано, что если в стабилизаторе положительной полярности использовать n-канальный полевой транзистор, включенный по классической схеме (Рисунок 1а в [1]), а в стабилизаторе отрицательной полярности – также n-канальный транзистор, но «перевернутый» (Рисунок 1г в [1]), то такая схема обладает преимуществом, поскольку в ней используются только n-канальные транзисторы, которые при прочих равных условиях, во-первых, дешевле p-канальных и, во-вторых, имеют лучшие характеристики (например, бóльшую крутизну и меньшее сопротивление сток-исток в открытом состоянии). Однако, как показал эксперимент автора, на уровень пульсаций выходных напряжений стабилизаторов оказывают влияние отнюдь не выдающиеся характеристики транзисторов, а способ их включения. В частности, если в двуполярном стабилизаторе оба транзистора (p- и n-канальный) включены по классической схеме (Рисунки 1а и 1в в [1]), то пульсации выходных напряжений могут быть существенно снижены. Объяснением этому, по-видимому, служит относительно бóльшая функциональная симметрия двух стабилизаторов (положительного и отрицательного напряжений), а также идентичный принцип их работы. Что касается стоимости p-канальных транзисторов, то, хотя она и выше стоимости n-канальных, но не настолько существенно, чтобы не использовать p-канальные транзисторы вообще. А вот для достижения большей функциональной симметрии стабилизаторов желательно в них использовать p- и n-канальные транзисторы с близкими параметрами. В основном к таких параметрам относится крутизна передаточной характеристики (g_fs), показывающая, на сколько ампер изменится ток стока при изменении напряжения затвор-исток на 1 вольт, и измеряющаяся в этих же единицах (А/В или сименсах – См), а также сопротивление сток (D) – исток (S) транзистора в открытом (on) состоянии (R_DS(on)), измеряющееся в омах (а, точнее, в мОм). Остальные характеристики транзисторов существенного влияния на уровень пульсаций выходных напряжений стабилизаторов не имеют.

Рисунок 1.	Схемы стабилизаторов +14 В (а) и –14 В (б) на базе ОУ MC34072MTTBG.

В Таблице 1 приведены характеристики некоторых наиболее распространенных мощных p- и n-канальных полевых транзисторов (g_fs и R_DS(on)), причем, транзисторы в ней расположены таким образом, чтобы каждому p- канальному транзистору соответствовал n-канальный транзистор с идентичными (или близкими) параметрами. Например, если использовать транзистор SUP90P06 (g_fs = 40 А/В, R_DS(on) = 8 мОм), то ему должен соответствовать транзистор IRF3205 (g_fs = 44 А/В, R_DS(on) = 8 мОм) и т.п. Кроме того, в Таблице 1 транзисторы расположены в порядке уменьшения крутизны g_fs.

Таблица 1.	Сопоставление характеристик p- и n-канальных полевых транзисторов
p-канальный транзистор Крутизна gfs [A/В] RDS(on) [мОм] n-канальный транзистор Крутизна gfs [A/В] RDS(on) [мОм] IPP80P04 75 5 IRF1405/IRF1010E 70/69 5.3/12 SUP90P06 40 8 IRF3205/IRL3705 44/50 8/12 SPP80P06 36 23 IRF1010N 32 11 STP80PF55 32 16 IRF3710 32 23 IRF4905 21 20 IRF3710 32 23

Таким образом, резюмируя вышесказанное, дальнейшее изложение будет построено следующим образом. Вначале будут приведены принципиальные схемы, как самого двуполярного стабилизатора, так и некоторых вспомогательных устройств, предназначенных для его работы, затем будут приведены разводка плат и фотографии реального устройства. Далее будет рассказано об испытании устройства и полученных результатах.

Принципиальные схемы стабилизаторов

Как видно из Рисунка 1а, схема стабилизатора +14 В практически повторяет схему аналогичного стабилизатора, подробно описанного в [1] (см. Рисунок 3 в [1]), в связи с чем, на взгляд автора, в пояснениях не нуждается. Разница заключается только в использовании иного транзистора VT1 (IRF3205 вместо IRF3205Z [1] с существенно большей крутизной) и иных номиналах резисторов делителя R9, R10, R11 (соответствующих R3, R4, R5 в [1]), позволяющих более точно выставить выходное напряжение стабилизатора. А вот схема стабилизатора –14 В (Рисунок 1б) существенно изменена, поскольку в ней использован уже p-канальный транзистор (VT1). Однако если внимательно присмотреться к схеме Рисунок 1б, то можно обнаружить, что она практически идентична схеме Рисунок 1а. Разница заключается в использовании p-канального транзистора VT1 (вместо n-канального в схеме Рисунок 1а), в противоположной полярности включения электролитических конденсаторов (C2, C5, C8), диодов (VD2, VD3), стабилитронов (VD4), источников стабильного тока (DA2) и инфракрасных светодиодов оптосимисторов DA3. Благодаря функциональной идентичности двух схем (Рисунки 1а и 1б) и получается их относительная функциональная симметрия, о которой говорилось выше и которая приводит к существенному снижению уровня пульсаций выходных напряжений стабилизаторов (см. далее). В схемах Рисунок 1 жирным обозначены силовые проводники (сечением не менее 1.5 мм²).

Рисунок 2.	Альтернативная замена LM334 на J511: а – для стабилизатора +14 В, б – для стабилизатора –14 В.

Рисунок 3.	Схемы индикации наличия положительного (а) и отрицательного (б) выходных напряжений и перегрузки.

В схеме Рисунок 1 показаны номера выводов для микросхемы ОУ MC34072AMTTBG в сверхминиатюрном корпусе WQFN10 размером 2.6×2.6 мм. Вместо нее можно использовать микросхему ОУ MC33072P с теми же характеристиками, но в корпусе DIP8. Номера выводов для MC33072P, естественно, иные, однако, чтобы не усложнять схему, на Рисунке 1 они не указаны (их можно найти в справочном листке или на разводке – см. далее).

Рисунок 4.	Схема подключения стабилизаторов к выпрямителям и выходному разъему.

Рисунок 5.	Опции для схемы Рисунке 4: а – схема альтернативной замены выпрямительных диодов, б – схема принудительного разряда сглаживающих конденсаторов (C1, C2 – слева, C3, C4 – справа) с помощью кнопок.

К вспомогательным схемам относятся: схема альтернативной замены источника стабильного тока на микросхеме DA2 (LM334Z) на диодный стабилизатор тока VD5 (J511) – Рисунок 2, схема индикации наличия выходных напряжений стабилизаторов и перегрузки (Рисунок 3), подробно описанная в [1], схема подключения стабилизаторов к выпрямителям и выходному разъему (Рисунок 4), схема альтернативной замены диодов выпрямителей (Рисунок 5а) и, наконец, схема принудительного разряда электролитических конденсаторов с помощью кнопок (Рисунок 5б) при повторном включении питания, если возникнет перегрузка (об этом режиме также подробно рассказано в [1]). В связи с простотой вспомогательных схем, на взгляд автора, в подробном описании их функционирования нет необходимости.

Разводка платы и внешний вид устройства

Рисунок 6.	Вариант разводки платы стабилизаторов (для схемы Рисунок 1).

Из разводки платы (Рисунок 6), сделанной автором с помощью программы Sprint Layout 6.0, и eе фотографий (Рисунок 7), можно составить представление о ее размерах и внешнем виде. Поскольку разводка платы с микросхемой MC34072AMTTBG приведена на Рисунке 6 в чисто иллюстративных целях (по ней изготовить плату невозможно), разводка платы с микросхемой MC33072P не приводится. Для изготовления же плат в разделе «Загрузки» дана ссылка на файл разводки в формате *.lay6 для обеих плат (на базе MC34072AMTTBG и MC33072P). Фотография платы с микросхемой MC33072P для экономии места в статье также не приводится (плата имеет примерно такой же вид, как и плата, показанная на Рисунке 7).

Рисунок 7.	Фотографии платы стабилизаторов: а – вид со стороны дорожек, б – вид с обратной стороны.

Здесь следует отметить один нюанс, касающийся как самой разводки, так и изготовления плат, и, возможно, повлиявший на существенно сниженный уровень пульсаций выходных напряжений стабилизаторов. Хотя разводка, показанная на Рисунке 6, и односторонняя, т.е. вторая сторона платы не используется, эту вторую сторону можно использовать как дополнительный «земляной» контур. В этом случае плата будет уже двусторонней, причем, поскольку компоненты навесного монтажа расположены на слое платы, противоположном слою дорожек, и припаяны к контактным площадкам через сквозные отверстия, на слое, где расположен «земляной» контур, для выводов компонентов навесного монтажа, не контактирующих с «землей», должны быть предусмотрены своего рода «прогалины». Как развести и изготовить подобную плату своими силами, подробно описано в статье автора [2]. В приведенном в дополнительных материалах к статье файле разводки используются обе стороны, однако, если изготовление двусторонней платы по каким-то причинам затруднено, платы могут быть изготовлены полностью односторонними. В этом случае, возможно, уровень пульсаций выходных напряжений будет чуть и увеличен, однако, по опыту автора, – не более чем в 1.5 – 2 раза.

Результаты испытаний стабилизаторов

Испытания стабилизаторов проводились по той же методике, что и в [1], которая там подробно описана, поэтому здесь не приводится. На Рисунке 8 показаны осциллограммы пульсаций входных и выходных напряжений стабилизаторов. Если сравнить эти осциллограммы с осциллограммами, приведенными на Рисунке 12 в [1], то можно заметить, что уровень пульсаций выходных напряжений снизился в 2 раза (для +14 В – 160 мкВ против 320 мкВ в [1], и для –14 В – 240 мкВ против 480 мкВ в [1]). Здесь, как говорят, комментарии излишни.

Рисунок 8.	Осциллограммы пульсаций входных (желтый) и выходных (бирюзовый) напряжений стабилизаторов при токе 9.5 А: a – положительного (+14 В), б – отрицательного (–14 В).

Подсчитаем, во сколько раз размах пульсаций выходных напряжений меньше размаха пульсаций входных. Для Рисунка 8а имеем: 980 мВ/0.16 мВ = 6125 или 75.74 дБ ≈ 76 дБ. Для Рисунка 8б: 1000 мВ/0.24 мВ = 4167 или 72.39 дБ ≈ 72 дБ.

Изменения выходных напряжений стабилизаторов в зависимости от изменения тока нагрузки в диапазоне от 0 (без нагрузки) до 9.5 А не отличаются от тех, что приведены в [1], и составляют не более ±10 мВ.

Что касается применений описанного двуполярного стабилизатора, то их может быть несколько, однако автор использовал его для питания мощного двухканального УМЗЧ [3]. Вероятно, у читателя могут возникнуть сомнения в использовании ИП с такими относительно низкими значениями выходных напряжений (±14 В), поскольку, как правило, для питания достаточно мощных (40 – 50 Вт ) УМЗЧ используются напряжения существенно выше (±25 В – ±35 В). Приведенные ниже некоторые соображения, на взгляд автора, эти сомнения могут рассеять.

При двуполярном питании напряжениями ±14 В УМЗЧ, сконструированный на базе хорошо известной микросхемы мощного ОУ LM3886 (или его сдвоенного аналога LM4780), работающего в мостовом режиме, этот ОУ способен без искажений воспроизвести сигнал амплитудой на 2.5 В меньше напряжений питания (2.5 В – так называемое напряжение ограничения или Clipping Voltage), т.e. его амплитуда не может превышать 14 В – 2.5 В = 11.5 В. Но уже при амплитуде 9 В (т.е. на 2.5 В меньше 11.5 В, или с запасом в 2.5 В) на нагрузке 4 Ом при использовании этого ОУ в мостовом режиме (см., например, [3]) амплитуда синусоидального сигнала будет удвоена и составит 18 В, выходной ток – 4.5 А, а действующее значение его мощности (как нетрудно подсчитать) будет равно 40.5 Вт. Если использовать два канала, то ток достигнет 9 А, однако не будет превышать максимальный ток 9.5 А, на который рассчитан описываемый стабилизатор. Для справки: предельная синусоидальная мощность акустических систем 35 АС-016 с номинальным электрическим сопротивлением 4 Ом (по паспорту) составляет 35 Вт. Так что мощности 40.5 Вт вполне хватит (и даже еще останется). К тому же реальная мощность звукового сигнала, а точнее, – музыкального (с теми же максимальными мгновенными значениями амплитуд, что и у синусоидального сигнала) существенно меньше синусоидальной мощности, а при воспроизведении музыкального сигнала в ¾ громкости (мощности) акустической системой 35 АС-016 уже начинают дрожать стекла…

Заключение

Применение в описанном двуполярном ИП полевых транзисторов двух типов проводимости, включенных по классическим схемам стабилизаторов, снижает уровни пульсаций выходных напряжений до ¼ мВ и ниже на максимальных токах до 9.5 А. При использовании в выпрямителе сглаживающих конденсаторов емкостью всего 44,000 мкФ отношение размаха пульсаций входных напряжений стабилизаторов (около 1 В) к размаху пульсаций выходных составляет не менее 4000 или не менее 72 дБ.

Литература

Материалы по теме