Зарядовый насос с ультранизким током покоя

Greg Sutterlin

Портативные устройства с батарейным питанием часто проводят бóльшую часть своей жизни в режиме ожидания, в котором ток покоя внутреннего повышающего преобразователя постоянно разряжает аккумулятор. Ток, потребляемый в режиме ожидания, может быть больше фактического тока нагрузки. Хотя некоторые индуктивные преобразователи способны обеспечить максимальный ток покоя менее 10 мкА, разработчики конструкций, к которым предъявляются требования искробезопасности и невысокой стоимости, обычно предпочитают регулируемые зарядовые насосы. Стандартные микросхемы регулируемых зарядовых насосов с выходным током не менее 10 мА имеют типичные минимальные токи покоя от 50 до 100 мкА. Если такой уровень тока покоя неприемлем, можно уменьшить его общее среднее значение, добавив схему, которая удаленно контролирует регулируемое напряжение и переключает зарядовый насос в режим ожидания и обратно. Однако если требуется, чтобы ток статического режима был менее 10 мкА, такой подход может не обеспечить достижения желаемого результата. Появление аналоговых коммутаторов с низкими сопротивлениями, а также компараторов и источников опорного напряжения (ИОН) со сверхнизким потреблением тока делает возможным создание схемы зарядового насоса, максимальный ток покоя которого составляет примерно 7 мкА (Рисунок 1).

Для достижения ультранизкого тока покоя в этой схеме зарядового насоса используется аналоговый коммутатор.
Рисунок 1. Для достижения ультранизкого тока покоя в этой схеме зарядового насоса
используется аналоговый коммутатор.

Для передачи энергии от плавающего конденсатора к накопительному в зарядовых насосах используется связь по переменному току. Плавающий конденсатор сначала заряжается через аналоговые ключи до уровня VBATT, а затем через другие аналоговые ключи энергия передается накопительному конденсатору, связанному с VOUT. После этого плавающий конденсатор вновь заряжается, и цикл повторяется. При идеальных аналоговых коммутаторах с нулевыми потерями напряжение VOUT равно удвоенному напряжению VBATT. Однако, ожидаемым образом, из-за конечного сопротивления открытых аналоговых коммутаторов выходной уровень падает пропорционально току нагрузки. Базовая схема регулируемого зарядового насоса на Рисунке 1 содержит генератор, несколько аналоговых переключателей, источник опорного напряжения и компаратор. Компаратор выполняет функции монитора напряжения и генератора. Когда схема находится в режиме регулирования, уровень напряжения на выходе компаратора низкий, и НЗ (нормально замкнутые) переключатели остаются замкнутыми, позволяя C1 зарядиться до VBATT. Когда напряжение VOUT падает ниже порога регулирования выхода (в данном случае 3.3 В), уровень выходного сигнала компаратора становится высоким. НР (нормально разомкнутые) ключи замыкаются, предавая заряд C1 в C2. Этот цикл повторяется до тех пор, пока VOUT не вернется к нормальному уровню.

Резисторы R3 и R5 обеспечивают гистерезис, необходимый для возникновения генерации. Их сопротивления 1 МОм, с одной стороны, создают достаточный гистерезис, а с другой стороны, минимизируют нагрузку на VBATT. При изменении состояния выхода компаратора резистор обратной связи R5 создает гистерезис, смещая порог, установленный на неинвертирующем входе компаратора. Для показанных на схеме сопротивлений резисторов при номинальном выходном напряжении ИОН IC1, равном 1.182 В, и напряжении VBATT = 3 В порог VIN+ изменяется между VIN+(LOW) = 0.39 В и VIN+(HIGH) = 1.39 В. Когда схема находится в режиме регулирования, VIN– слегка превышает VIN+, выходной уровень компаратора низкий, на делитель R1-R2 подается напряжение VOUT, и пороговое напряжение VIN+ на входе IN+ компаратора низкое (0.39 В). Для случая, когда VIN+ = 0.39 В, сопротивления R1 и R2 можно рассчитать на основании следующей формулы:

Чтобы минимизировать нагрузку на шину VBATT, сумма сопротивлений R1 + R2 должна быть больше 1 МОм. Если VOUT = 3.3 В и R2 = 2.2 МОм, расчетное значение R1 будет равно 301 кОм. Конденсатор C3 подключается к входу IN– компаратора. Наряду с R1 и R2, C3 устанавливает частоту колебаний в соответствии со следующими упрощенными соотношениями:

и

где

VIN+(HIGH) – верхний порог переключения компаратора,
VIN+(LOW) – нижний порог переключения компаратора,
tDISCHARGE – время разряда конденсатора C3,
tCHARGE – время заряда конденсатора C3,
tLOW – расстояние между импульсами генератора,
tHIGH – длительность импульса генератора,
tPERIOD = tLOW + tHIGH,
fOSC – частота генерации.

Чтобы максимально увеличить КПД и снизить влияние скорости нарастания компаратора, частоту нужно установить относительно невысокой. Выбор C3 = 470 пФ дает следующее: tLOW = 178 мкс и tHIGH = 68 мкс. Таким образом, fOSC = 4 кГц.

Значения C1 и C2 выбираются в соответствии с требуемыми значениями тока нагрузки и пульсаций. Для данного приложения (ток нагрузки ILOAD =10 мА) емкость C1 = 10 мкФ. Чтобы вычислить значение C2, соответствующее требуемому напряжению пульсаций VRIPPLE, можно воспользоваться следующим приближенным соотношением:

Для ILOAD =10 мА и VRIPPLE =150 мВ емкость C2 =12 мкФ.

При таких номиналах компонентов максимальный ток покоя схемы равен 6.9 мкА, что намного лучше по сравнению со стандартными зарядовыми насосами. Можно дополнительно снизить ток покоя, увеличив номиналы резисторов, но эффект от этого будет минимальным, поскольку максимальный ток покоя IC2, равный 3.8 мкА, будет преобладать над общим током. Эта схема позволяет реализовать регулируемый зарядовый насос со сверхмалым током покоя. Пока в продаже не появятся готовые микросхемы с аналогичными характеристиками, устройство предоставляет альтернативу разработчикам, желающим реализовать недорогую конструкцию без использования катушек индуктивности.

  1. Datasheet Maxim MAX981
  2. Datasheet Maxim MAX4685

Добавить свое объявление

* заполните обязательные данные

Статистика eFaster:

посетило сегодня 18
сейчас смотрят 5
представлено поставщиков 581
загружено
позиций
25 067 862